Der Burr-Brown ISO120 sorgt für eine galvanische Trennung von analogen Signalen bis zu einer Spannung von 1500Vrms. Als maximal zulässige Gleichspannung gibt das Datenblatt 2121V an. Spannungsanstiegszeiten bis zu 20kV/µs sind zulässig. Bei jedem Baustein wird die Einsetzspannung von Teilentladungen bestimmt. Das DIL-24 Keramikgehäuse ist auf die Isolation hoher Spannungen optimiert. An den beiden Enden befinden sich der Sender- und der Empfängerschaltkreis. Pins sind lediglich in diesen Randbereichen bestückt. (Beim hier vorliegenden Bauteil wurden die Pins abgezwickt.) Neben dem ISO120 bietet Burr-Brown den ISO121 an, der bis zu 3500Vrms sicher isoliert.
Bei 60Hz gibt das Datenblatt eine Dämpfung von 115dB an. Als Impedanz sind 100TΩ und 2pF vermerkt, wobei der Leckstrom bei 240V/60Hz höchstens 0,5µA beträgt.
Der Index B steht für den normalen Betriebstemperaturbereich. Als ISO120SG erlaubt der Baustein einen Betriebstemperaturbereich von -55°C bis 125°C.
Das Datenblatt enthält ein Blockschaltbild, das die Funktion des Bausteins erklärt. Um das Eingangssignal über die kapazitive Trennung problemlos übertragen zu können, muss es digitalisiert werden. Eine effektive Art der Digitalisierung ist die Pulsweitenmodulation eines Rechtecksignals. Kern dieser Modulierung ist der als Integrator verschaltete Operationsverstärker A1. Das Eingangssignal wird über den 200kΩ-Widerstand in einen Strom gewandelt und lädt den 150pF-Kondensator. Ab einem gewissen Pegel am Ausgang von A1 schaltet der Schmitt-Trigger, der direkt mit den Koppelkapazitäten verbunden ist. Die Koppelkapazitäten zwischen Sender und Empfänger betragen laut Datenblatt jeweils 1pF. Über gleich große Kapazitäten wird Ausgangssignal auf einen Sense-Verstärker zurückgeführt, der zwei Stromquellen steuert. Die Verschaltung sorgt dafür, dass abhängig vom Status des Schmitt-Triggers der Strombetrag von 100µA seine Polarität wechselt. Ohne Eingangssignal ergibt sich am Ausgang des Integrators A1 ein symmetrisches Rechtecksignal, aus dem der Schmitt-Trigger ein Rechtecksignal mit einem Tastgrad von 50% generiert. Ein Eingangssignal erhöht oder reduziert den Strom am Eingang des Integrators und führt so zu einem schnelleren oder langsameren Anstieg des Dreiecksignals und damit zu einem von 50% abweichenden Tastgrad. Es ergibt sich die gewünschte vom Eingangssignal abhängige Pulsweitenmodulation des Rechtecksignals.
Über die Pins C1H und C1L kann ein zusätzlicher externer Integrationskondensator angeschlossen werden. Der ISO120 benötigt nicht zwangsläufig einen zusätzlichen Kondensator. Das Datenblatt weist aber die besten Spezifikationen mit einer externen 1000pF-Kapazität aus. Zu beachten ist allerdings, dass mit steigender Gesamtkapazität die Frequenz des modulierten Rechtecksignals und damit die Bandbreite des ISO120 sinkt. Man kann den ISO120 auch mit einem externen Takt betreiben, der über den Pin Ext Osc einzuspeisen ist. An dieser Stelle enthält das Blockschaltbild einen Fehler. Das externe Taktsignal ist natürlich nicht mit der Signalmasse kurzgeschlossen. Nach einer Amplitudenbegrenzung und einem Tiefpassfilter steuert der externe Takt den Schmitt-Trigger. Die Pulsweite wird dabei weiterhin über das Eingangssignal und den Integrator A1 bestimmt. Abhängig von der Frequenz des externen Takts muss zwingend der Kondensator C1 und damit die Integrationszeit angepasst werden.
Die Übertragung des pulsweitenmodulierten Signals erfolgt über die Isolationsstrecke, die sich in der Mitte des Packages befindet. Der exakte Aufbau ist nicht sichtbar, das Blockschaltbild verrät aber, dass sich dort zwei 1pF-Kapazitäten befinden. Eine Koppelkapazität von 1pF ist auch bei den großen Abständen, die die Isolationsspannung fordert leicht zu erreichen. Dass sowohl die Kopplung zur Empfängerseite als auch die Rückkopplung innerhalb der Senderseite über zwei 1pF-Kondensatoren erfolgt, verbessert die Linearität der Übertragungsstrecke.
Die Empfängerseite ist der Senderseite sehr ähnlich. Das übertragene pulsweitenmodulierte Rechtecksignal steuert einen Sense-Verstärker, der über zwei Stromquellen 100µA oder -100µA ausgibt. Dieser Strom wird in den Integrator A2 eingespeist, der dem Integrator auf der Eingangsseite gleicht. Befindet sich auf der Senderseite ein zusätzlicher externer Kondensator, so muss zumindest eine ähnliche Kapazität auch auf der Empfängerseite bestückt werden. Das Ausgangssignal des Integrators A2 durchläuft zwei Sample&Hold-Stufen, bevor es zum Ausgang des ISO120 geführt wird und als Rückkopplung für den Integrator dient. Die inverse Ansteuerung der Sample&Hold-Stufen sorgt dafür, dass das Signal um eine halbe Periodendauer des Rechtecksignals verzögert wird. Diese Verschaltung verhindert, dass das Ausgangssignal synchron mit dem PWM-Signal schwankt. Die Empfängerseite des ISO120 besitzt wie die Senderseite ein eigenes Bezugspotential für das zu übertragende Signal. Diese Bezugspotentiale sind jeweils den Integratoren A1 und A2 zugeordnet.
Die Bandbreite des ISO120 beträgt maximal 60kHz. Neben den Spezifikationen für eine Abtastrate von 60kHz führt das Datenblatt auch Werte für 6kHz, die noch etwas besser sind. Der sicher übertragbare Eingangsspannungsbereich beträgt +/-10V. Die Offset-Spannung liegt typischerweise im Bereich von +/-5mV mit einem Temperaturkoeffizienten von +/-100µV/°C. Der Verstärkungsfaktorfehler wird mit typischerweise +/-0,04%FSR angegeben, mit einem Drift von +/-5ppm/°C. Die Nichtlinearität beträgt +/-0,005%FSR.
In den beiden Bereichen links und rechts des Gehäuses befinden sich die zwei Dies, die den Sender und den Empfänger beinhalten. Von den Koppelkapazitäten sind jeweils nur zwei kurze Stücke der Zuleitungen zu erkennen. Die Koppelkapazitäten selbst sind in das Keramikgehäuse integriert, das ein hohes Isolationsvermögen besitzt.
Das Die der Senderschaltung besitzt einen relativ großen ungenutzten Bereich.
CIC01525 ist eine typische interne Bezeichnung für ein Burr-Brown Bauteil.
An der oberen Kante des Dies finden sich die Kürzel von 12 Masken, die bis zu viermal überarbeitet wurden.
Auf dem Die wurden mehrere Widerstände abgeglichen. Wie üblich bei solchen Burr-Brown-Bauteilen finden sich an der rechten Kante eine ganze Reihe von Quadraten aus dem abgleichbaren Widerstandsmaterial. Die Quadrate sind mit Buchstaben von A bis U markiert und wurden teilweise während des Abgleichprozess durchtrennt. Welchem Zweck diese Reihe dient bleibt offen.
Als Teststruktur ist ein Transistor integriert, der interessanterweise zwei Emitter enthält.
Einige Pads sind an einer oder mehreren Kanten mit kleinen Quadraten ausgestattet. Es scheint, dass nur die Pads so aufgebaut sind, die während der Produktion kontaktiert werden müssen.
Hier ist eine Teststruktur zu sehen, die sich so oder so ähnlich in den meisten Bausteinen findet, die mit einem Laser abgeglichen werden. Zwischen zwei Testpads befinden sich quadratisch angeordnete Streifen des abgleichbaren Materials, die während der Justage des Lasers durchtrennt werden. In diesem Fall ist zusätzlich ein breiter Widerstand integriert.
Die verhältnismäßig großen Strukturen machen es einfach die einzelnen Schaltungsteile zu identifizieren. An der oberen Kante befindet sich der 200kΩ-Eingangswiderstand (gelb), an der unteren Kante ist der 150pF-Kondensator des Integrators A1 zu finden (gelb). Der Integrator selbst ist in der Mitte des Dies integriert (blau). Der Schmitt-Trigger an der rechten Kante (türkis) enthält die zwei 1pF-Kondensatoren, die die Rückkopplung des pulsweitenmodulierten Signals realisieren (hellgrün). Die Rückkopplung führt zum Sense-Verstärker (rot), der die zwei Stromquellen mit 200µA und 100µA steuert (rosa/lila). In der oberen rechten Ecke befindet sich die Signalkonditionierung für das externe Taktsignal (orange). Hinter dem Eingangswiderstand des Takteingangs ist ein größerer Schaltungsteil angebunden, der anscheinend eine Arbeitspunkteinstellung darstellt (dunkelgrün). Im linken Bereich ist eine Referenzspannungsquelle integriert (weiß). Darunter befindet sich die Stromversorgung der Referenzspannungsquelle (weiß), die gleichzeitig basierend auf der Referenzspannung die 200µA- und die 100µA-Stromquelle steuert.
Das Die bietet Optionen für andere Eingangsbeschaltungen. Neben dem Vin-Bondpad befindet sich das Bondpad Vin1, das ungefähr in der Mitte des 200kΩ-Widerstands angebunden ist und so einen kleineren Eingangswiderstand ermöglichen würde. Unterhalb des Vin1-Bondpads ist der Kondensator Cin integriert. Er ist lediglich mit einer Elektrode an das Com1-Potential angebunden. Vom Ende des 200kΩ-Widerstands führt eine offene Leitung bis zu diesem Cin-Kondensator. Bindet man den Kondensator dort an, so ergibt sich ein Tiefpassfilter. An die obere Elektrode des optionalen Kondensators ist mit Vin2 ein weiteres Bondpad angebunden. Mit diesem Bondpad könnte man das Eingangssignal direkt zum Integrator führen. Das Eingangssignal muss dann als Stromwert vorliegen. In dieser Konfiguration ist der Kondensator Cin anscheinend immer eingebunden, da das Bondpad fest mit ihm verbunden ist.
RT kontaktiert einen zusätzlichen Widerstandsstreifen. Es könnte sich um einen alternativen Eingangswiderstand handeln, die Struktur des Pads lässt aber eher darauf schließen, dass es sich um ein Testpad handelt.
Das Netzwerk zur Konditionierung des externen Taktsignals enthält keine außergewöhnlichen Strukturen. An der unteren Kante zwischen dem 30kΩ-Eingangswiderstand und den Dioden ist die Schaltung zur Arbeitspunkteinstellung angebunden.
Die Schaltung der Arbeitspunkteinstellung nutzt nicht die Referenzspannungsquelle, sondern greift lediglich auf die Versorgungsspannungen und das Massepotential zurück.
Die Schaltung ist mit einem ungenutzten Bondpad in der oberen linken Ecke des Dies verbunden. Anscheinend wäre es möglich darüber den Arbeitspunkt zu beeinflussen.
Beim Integrator A1 befinden sich im unteren Bereich einige aus +Vs1 versorgte Stromquellen. Die Eingangsstufe des Integrators in der oberen linken Ecke besteht aus vier über Kreuz verschaltete Transistoren. Die Verschaltung über Kreuz reduziert Offsetspannungsschwankungen durch thermische Gradienten in diesem Bereich des Dies. Versorgt werden die zwei Transistorpaare über eine Stromquelle und zwei Widerstände, die auf minimalen Offset abgeglichen werden können. Rechts ist die Ausgangsstufe integriert.
Der Schmitt-Trigger ist über die rechte Kante des Dies verteilt und sehr symmetrisch aufgebaut. Die Eingangssignale treffen von rechts und links ein. Der Ausgang zur Isolationsstrecke wird über Kreuz zu den Bondpads geführt, wobei mittig noch Pull-Up-Widerstände platziert sind (gelb). Die Ausgangstreiber (rot) und die 1pF-Rückkopplungskondensatoren (grün) sind in denselben aktiven Bereichen integriert. Die differentiellen Rückkopplungsleitungen verlaufen rechts und links einer GND1-Leitung zum Sense-Verstärker (türkis).
Neben dem 1pF-Rückkopplungskondensator ist noch eine kleinere ungenutzte Flächen zu erkennen. Es scheint, dass darüber die Kapazität im Rückkopplungspfad variiert werden könnte.
Der Sense-Verstärker nimmt von rechts die Rückkopplungssignale entgegen. Direkt am Eingang befindet sich jeweils ein Kondensator gegen GND1 (grün). Diese Kondensatoren sind bei steilen Spannungsflanken zwischen Sender und Empfänger vorteilhaft, da sie einen Teil der Ladungen aufnehmen, die über die galvanische Trennung verschoben werden. Der maximal zulässige Gradient von 20kV/µs überträgt durch jeden 1pF-Koppelkondensator bis zu 20mA. Zwar kann ein derart steiler Impuls nur maximal 0,1µs lang andauern, bis die maximal zulässige Spannung überschritten wird, dennoch darf die Schaltung dabei keinen Schaden nehmen. Die Kondensatoren sind vor allem in der Empfängerschaltung wichtig, wo die Koppelkapazitäten ohne Weiteres direkt mit dem dortigen Sense-Verstärker verbunden sind.
Aus der zweiten Verstärkerstufe erfolgt eine Rückkopplung zum Eingang über jeweils einen kleinen Kondensator (rot) und einen großen, abgeglichenen Widerstand. Den differentiellen Ausgang treiben zwei Transistoren (türkis), die von einer Stromquelle gespeist werden (gelb).
Die Umschaltung der Stromquellen, die in den Eingang des Integrators A1 einspeisen, ist etwas komplexer aufgebaut als im Blockschaltbild dargestellt. Die 100µA-Stromsenke befindet sich im unteren Bereich des Bilds. Es handelt sich um zwei in Serie geschaltete Stromspiegel (türkis), die aus dem Referenzstrom-Bereich heraus gesteuert werden. Die großen Widerstände ermöglichen einen Abgleich der 100µA-Stromsenke. Verwunderlich ist, dass die beiden Stromspiegelpaare nicht direkt an -Vs angebunden sind, sondern in einen weiteren Stromspiegel zusammengeführt werden (blau). Dieser Stromspiegel wird zwar ebenfalls aus dem Referenzbereich angesteuert, basiert aber nicht auf der dort erzeugten Referenzspannung. Vielleicht war die Schaltung notwendig, um einen ordnungsgemäßen Anlauf garantieren zu können.
Die 200µA-Stromquelle wird über den differentiellen Ausgang des Sense-Verstärkers gesteuert (rot/gelb). Unter diesem Ausgang befinden sich die zwei Stromquellen CL und CH. Der Sense-Verstärker aktiviert eine dieser Stromquellen. Den fließenden Strom stellt der Referenzbereich ein. Interessant ist, dass die 200µA zwischen CL und CH, also zwischen dem Eingang und dem Ausgang des Integrators umgeschaltet werden (grün). Das ist vorteilhaft, weil sich der Stromfluss durch den Operationsverstärker in der steigenden und in der fallenden Flanke des Ausgangssignals nicht ändert (bei einer Eingangsspannung von 0V). In der steigenden Flanke nimmt der Operationsverstärker 100µA der 200µA auf, die die Stromquelle CL liefert. Die restlichen 100µA dienen als Ladestrom für den Kondensator. In der fallenden Flanke muss der Integrator 100µA Ladestrom aus dem Kondensator aufnehmen.
Der ISO120 besitzt eine Bandgap-Referenzspannungsquelle, die allerdings etwas anders aufgebaut ist als man es zum Beispiel aus dem Spannungswächter TL7705 oder der Referenzspannungsquelle AD1403 kennt. Deutlich zu erkennen sind die zwei kreuzförmig umeinander angeordneten Transistoren. Der äußere Transistor ist achtmal so groß wie der innere Transistor. Der spezielle Aufbau garantiert eine möglichst gleiche Temperatur. Interessant ist, dass lediglich der große Transistor einen abgleichbaren Emitterwiderstand besitzt (gelb). Der kleinere Transistor ist direkt mit -Vs verbunden. Üblicherweise besitzen die beiden Transistoren einen gemeinsamen Widerstand, über den der positive Temperaturkoeffizient der Schaltung so weit vergrößert wird, dass er den negativen Temperaturkoeffizienten möglichst kompensiert. Auf diesen Widerstand wurde hier verzichtet. Die erzeugte Referenzspannung dürfte damit einen kleinen negativen Temperaturkoeffizienten aufweisen.
Die Referenzspannung an sich wird im ISO120 nicht direkt genutzt, sondern nur herangezogen, um stabile Stromquellen und Stromsenken darstellen zu können. Von den gemeinsamen Basiskontakten der Bandgap-Referenz führt ein abgeglichener Widerstand zu -Vs (türkis). Außerdem sind an diesen Knoten die Emitter von zwei Transistoren angebunden (weiß/grün). Wahrscheinlich wird darüber ein Referenzstrom erzeugt und im Rest der Schaltung weiter verarbeitet und verteilt. Die Kollektoranschlüsse der Bandgap-Referenz (rot) führen zu zwei Widerständen und den Basisanschlüssen der Transistoren, die mit dem Referenzknoten verbunden sind. Wahrscheinlich wird über diesen Pfad nicht nur der Referenzstrom generiert, sondern auch der verbliebene negative Temperaturkoeffizient kompensiert.
Unterhalb der Bandgap-Referenzspannungsquelle befinden sich einige Transistoren, aus denen die Steuersignale für die 100µA- und die 200µA-Stromquelle generiert werden.
An der unteren Kante wurde ein Widerstand eines Stromspiegels abgeglichen. Daneben befindet sich ein Testpunkt. Höchstwahrscheinlich erfolgte hier ein Abgleich der Referenz.
Der Empfänger ist an vielen Stellen gespiegelt, aber ansonsten gleich aufgebaut wie der Sender. Zur Koppelstrecke hin fehlt der Schmitt-Trigger, dort ist die Ausgangsstufe des Empfängers integriert (hellgrün). Im unteren Bereich befinden sich die beiden Sample&Hold-Stufen (orange/türkis/schwarz).
Das Empfänger-Die trägt die gleiche interne Bezeichnung wie das Sender-Die. Außerdem sind hier keine Maskenrevisionen abgebildet. Es könnte sein, dass Sender und Empfänger mit einem Maskensatz auf dem selben Wafer gefertigt wurden. Zum einen benötigt man immer die gleiche Anzahl von Sender und Empfänger und es besteht so die Chance, dass sich Produktionsschwankungen kompensieren. Das wäre auch eine Erklärung, warum das Die des Senders nicht kleiner ausgeführt wurde.
Bei den aus der Isolationsstrecke eintreffenden Potentialen wurde Wert darauf gelegt, dass die beiden Pfade gleiche Impedanzen darstellen. Nachdem sich der Sense-Verstärker hier rechts befindet, wurde die Leitung des rechten Bondpads mit einigen Schleifen verlängert.
Die Sample&Hold-Stufen arbeiten mit einer ganzen Reihe von Stromquellen. Auffällig sind außerdem die zwei großen Kondensatoren, die wahrscheinlich dazu dienen den aktuellen Signalwert abzuspeichern.
Im unteren Bereich der Ausgangsstufe sind die verhältnismäßig großen Highside- und Lowside-Transistoren (rot/türkis) integriert. Von unten treffen das Ausgangssignal der zweiten Sampl&Hold-Stufe und ein Steuersignal aus der Strombegrenzung ein.
Zwischen der Endstufe und dem Ausgangsbondpad befindet sich einige Bauteile, mit denen eine Strombegrenzung realisiert wurde. Ein Serienwiderstand (blau) erzeugt bei einem zu hohen Ausgangsstrom einen Spannungsabfall, der den darüber integrierten Transistor (grün) durchsteuert. Dieser Transistor drosselt eine Stromquelle der zweiten Sample&Hold-Stufe und darüber höchstwahrscheinlich die Aussteuerung der Endstufe. Das Design bietet die Möglichkeit die Breite des Widerstands und damit die Strombegrenzung zu variieren.
Damit auch der Lowside-Ausgangstreiber geschützt ist, führt zusätzlich eine Diode (gelb) vom Ausgang zur Endstufe. Vermutlich arbeitet die Schaltung ähnlich wie der Überlastschutz im LF355.
Um das Ausgangssignal möglichst sauber darstellen zu können, führt eine Rückkopplung das Ausgangssignal zurück zur Sample&Hold-Stufe (türkis).
In den inneren Ecken der beiden Dies befindet sich zweimal der Buchstabe T beziehungsweise zweimal der Buchstabe R, was höchstwahrscheinlich für Transmitter und Receiver steht.
